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ПРИМИТИВ – Schlager-Fuzz Paula – Teil IV

Si simuliert Ge (III) – Der musikalische MOSFET

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Neuer Anlauf mit MOSFET

Nachdem zwei Versuche, dem „Geheimnis Germanium“ mit geringverstärkenden Silizium­transistoren „auf die Spur zu kommen“, zu keinem befriedigendem Ergebnis geführt hatten, war ein neuer und anderer Ansatz notwendig.  Die Verzerrung der verwendeten Silizium­transistoren war als hart, spröde, ein wenig kalt und zu gering empfunden worden, beim nächste Ansatz sollten ein oder mehrere „schöner verzerrende“ aktive Bauelemente zur Anwendung kommen.  Ein Verzerrer mit Röhren schied aus praktischen Gründen aus bzw. wurde nicht einmal in Erwägung gezogen (zu groß, zu aufwendig, zu empfindlich). 

Weiterhin ließ sich irgendwann erkennen, dass die beiden Transistoren im Fuzz bezüglich der Verzerrung verschiedene Funktionen haben.  Der erste Transistor mit der sehr geringen Kollektorspannung von etwa 1 Volt oder weniger verzerrt stark asymmetrisch, der zweite Transistor je nach Lage des eingestellten Arbeitspunkts eher nicht.  Dabei bildet der erste Transistor an der Basis eine Stromsenke, d. h. einen sehr niederohmigen Eingang.  Dieser setzt sich zusammen aus dem differentiellen Widerstand seiner Basis-Emitter-Strecke von T1 und, parallel dazu, dem Miller-Widerstand zum Emitter von T2.  Dieser geringe Eingangs­wider­stand, der Ein­gangs­koppel­kondensator sowie die elektrischen Eigenschaften des Tonabnehmers, das Gitarrenpoti etc. prägen den Sound des Fuzz bereits vor dessen Eingang.  Hier einen MOSFET einzusetzen, damit das Fuzz aufgrund der „musikalischen“ Eigenschaften von T1 besser klingt, ist nicht sinnvoll. 

Die Basis des zweiten Transistors T2 muss nicht unbedingt eine Stromsenke sein, hier war lediglich vermutet worden, dass, wenn T1 sperrt, sein Basisstrom und damit das Ansteigen seiner Kollektorspannung dadurch begrenzt wird, dass der Basisstrom insbesondere eines geringverstärkenden T2 durch den Kollektor­widerstand von T1 fließen muss und so die maximale Spannung am Kollektor von T1 soweit begrenzt wird, dass die auch zugehörige untere Halbwelle am Kollektor von T2 weich gekappt wird.  In den vorherigen Versuch ist allerdings der Versuch, den hierfür notwendigen Strom­verstärkungs­faktor in der Schaltung zu emulieren, gescheitert.  Sinnvoller könnte es sein, anstelle des bipolaren Transistors T2 ein Bauelement zu verwenden, das weniger „hart“ klippt. 

Insofern lag die Idee nahe, für T2 einen Feld­effekt­transistor einzusetzen. 

Eine Schaltung, die Ähnliches macht – zusammen mit einem vorgeschalteten Treblebooster –, ist der „May Queen“-Verzerrer, beschrieben bei www.runoffgroove.com.  Es handelt sich bei der Schaltung um einen Versuch, den Sound des Queen-Gitarristen Brian May in einem Effektgerät einzufangen.  Im „May Queen“-Verzerrer folgt auf einen Treblebooster eine Klippstufe, die zwar an ein Fuzz angelehnt ist, aber wohl weniger Fuzz-artig als vielmehr „Amp-like“ (was immer das auch ist) verzerren soll, indem der zweite Transistor des Fuzz durch einen JFET J201ersetzt wird. 

Schaltplan

Abb. 4.1: Schaltplan der „Endstufe“ des „May Queen“-Verzerrers.  Der Schaltplan wurde der Darstellung auf der runoffgroove-Projektseite entnommen, der vorgeschaltete Treblebooster aber weggelassen. 

Im Gegensatz zu bipolaren Transistoren haben JFETs keine exponentielle, sondern eine näherungsweise quadratische Kennlinie, verstärken und verzerren also wesentlich „gesitteter“ und müssen im Allgemeinen auch weniger durch Gegenkopplung „eingehegt“ werden, während bipolare Transistoren i. A. wesentlich stärker gegengekoppelt werden müssen (was die Verzerrungen in kleiner werdende Ränder eines größer werdenden linearen Aus­steuerungs­bereichs schiebt), und eher harte und auch harsche Verzerrungen produzieren. 

Das bedeutet, dass der J201 in dieser Schaltung für den Bereich großer positiver Drain­spannung weicher klippt (Cut-Off-Verzerrungen).  Weiterhin geht er auch eher weicher in die Sättigung als ein bipolarer Transistor.  Außerdem wird die maximale Aussteuerung von T3 dadurch begrenzt, dass bei großen positiven Spannungen am Kollektor von T2 die Gate-Diode von T3 leitend wird, ein Gate­strom durch T3 und auch durch RE2 fließt, der die maximale Kollektorspannung von T2 wie auch die maximale Gate­spannung von T3 begrenzt. 

Weiterhin gibt es hier am „Fußpunkt“ der Ausgangsstufe im Gegensatz zum Fuzz keine Gegenkopplung – die Verschaltung von RS3 und CS3 im „May Queen“-Verzerrer entspricht einem aufgedrehten Attack-Regler beim Fuzz

Wollte man die Schaltung des „May Queen“-Verzerrers, ergänzt um einen Attack-Regler, für ein Fuzz übernehmen, führt das allerdings zu einem Problem – bei nicht vollständig aufgedrehtem Attack-Regler ist mit eher hässlichen Verzerrungen zu rechnen:  In diesem Fall begrenzt der Teilwiderstand des Reglers, der nicht mehr durch den Elko kurzgeschlossen wird, den Source­strom des J201.  Wird dieser nun in der oben beschriebenen Art und Weise soweit ausgesteuert, dass der pn-Übergang am Gate leitend wird (weil das Gate wesentlich positiver ist als die Source), entzieht die offene Gate-Diode dem Ausgang, d. h. dem Drain, Strom.  Das führt zu dem Phänomen, dass die Drain­spannung und damit die Ausgangsspannung des J201 mit zunehmender Aussteuerung zuerst sinkt (Übergang in die Sättigung) und dann wieder steigt, weil ein Teil des durch den oberen Teil des Attack-Reglers begrenzte Strom dem Drain­widerstand entzogen wird.  Bildlich gesprochen wird das Ausgangssignal in seiner unteren Halbwelle nicht einfach nur mehr oder weniger scharfkantig abgeschnitten, sondern bekommt zwischendurch noch eine „Delle“ nach oben bzw. innen. 

Das allerdings ist keine Verzerrung, die besonders gut klingt – vergleichbare Effekte (aus ähnlichen Gründen) sind von übersteuerten Kathodyn-Phasendrehern bekannt.  Dort vermeidet man diesen Effekt durch einen relativ großen Vorwiderstand vor dem Gitter. 

In dieser hier betrachteten Schaltung würde ein Vorwiderstand vor dem Gate aber dazu führen, dass die Verzerrungen der unteren Halbwelle des Ausgangssignal wieder eher hart werden – sobald die Kollektorspannung von T2 etwas größer ist als die Gate­spannung von T3 und ein kleiner Strom durch die Gate­diode von T3 fließt, würde der Vorwiderstand das Gate auf dieser Spannung halten, d. h. Drain­strom und -spannung von T3 verharren auf einem Wert und der Rest dieser Halbwelle wird abgeschnitten.  Lediglich die „Delle“ würde vermieden. 

Sinnvoller ist es, will man dieser Schaltung einen üblichen Attack-Regler ermöglichen, einen Transistor zu verwenden, bei dem keine Gate­ströme fließen, zum Beispiel einen DMOS-Transistor wie den LND150

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Wiedermal Kennlinien

An diesem Punkt kam dem Autor eine alte Fleißarbeit zugute – einmal hatte er an einem langen Winterabend aus Neugier ein Kennlinie dieses Transistors (Gate­spannung gegen Drain­strom mit einem Drain­widerstand von 1 kΩ an 9 V) aufgenommen und mit EXCEL datenverarbeitet.  Die folgende Abbildung 4.2 zeigt die Mess­schaltung und die aufgenommenen bzw. berechneten Kennlinien. 

EXCEL-Diagramm

Abb. 4.2: Kennlinienmessung eines LND150 mit Mess­schaltung.  Der blau gepunktete Graph (S @ ID=1mA) berechnet sich zu S / √ID und gibt an, inwieweit die Strom-Spannungs-Kennlinie quadratisch ist (wenn der blau gepunktete Graph waagerecht verläuft; hier für Gate-Spannungen größer –1 V).  Zum rot gestrichelten Graphen (US/RS) siehe Text. 

Zur Erläuterung: Die Abszisse entspricht der Gate-Source-Spannung UGS.  Der dunkelblaue Graph enthält die gemessenen Werte für UD, aus denen sich relativ einfach der Drain­strom ID (roter Graph) ableitet.  Die Steilheit S (blaue gestrichelte Linie) wurde durch einfache Differentiation von ΔID /ΔUGS ermittelt. 

Der blau gepunktete Graph (S @ ID=1mA) zeigt den Quotienten S ⋅ (ID / 1 mA)1/2.  Aus ihm lässt sich ableiten, in welchem Bereich der Eingangsspannung die Kennlinie des MOSFET quadratisch ist.  Dazu eine einfache Überlegung:  Wenn bei einem FET im quadratischen Bereich der Kennlinie der Drain­strom ID mit dem Quadrat der Gate-Source-Spannung UGS steigt oder sinkt, dann ist die Steilheit S als Ableitung von ID gegen UGS proportional zu UGS.  Das heißt also, dass im quadratischen Bereich die Steilheit mit der Wurzel des Source­stroms steigt oder fällt, d. h. dass der Quotient aus der Steilheit und der Wurzel des Drain­stroms konstant ist. 

Die mit US / RS bezeichnete Gerade wiederum dient der grafischen Bestimmung des Arbeitspunkts in dieser Schaltung (siehe Abbildung 4.3).  Sie gehört schon nicht mehr zur Kennlinienmessung, sondern wurde im Hinblick auf die gegebenen Bedingungen (Kollektor­ruhe­spannung des davorliegenden Transistors) in das Diagramm hereingezeichnet.  Der Gerade liegt folgende Überlegung zugrunde:  Wenn das Gate von M1 mit dem Kollektor von T1 verbunden ist (Ruhespannung 1,4 V) und die Source von M1 über zwei parallele Widerstände 3,3 kΩ und 10 kΩ gegen Masse, dann muss ein Graph, der das daraus resultierende Verhalten an der Source von M1 zeigt, bei UGS = 1,4 V beginnen und entsprechend dem Source­widerstand von M1 nach links ansteigen. 

Der Schnittpunkt dieser Gerade mit der Strom-Spannungs-Kennlinie des LND150 bezeichnet den Arbeitspunkt.  Graphisch wird so ein Arbeitspunkt UGS ≈ 0,5 V, IDS ≈ 0,75 mA ermittelt.  Die Steilheit im Arbeitspunkt liegt bei etwa IDS ≈ 1,8 mA/V. 

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Arbeits­punkt­diskussion

Warum wurde aber nicht der Einfachheit halber anstelle des Source­widerstands 2,2 kΩ im „May Queen“-Verzerrer der Attack-Regler 1 kΩ eingesetzt?  In diesem Fall hätte der Arbeitspunkt bei US ≈ 1,6 V und IDS ≈ 1,6 mA gelegen, was zu zwei Problemen führt. 

Das erste Problem ist hier der hohe Drainstrom, der einerseits einen geringen Drain­widerstand erzwingt (und damit eine etwas geringere Verstärkung) und andererseits den Aus­steuerungs­bereich des LND150 einschränkt.  Wenn man als maximalen Drain­strom etwa das Doppelte des Drainstroms im Arbeitspunkt annimmt (also etwa 3 mA), dann muss der LND150 laut Datenblatt eine Drain-Source-Spannung von mindestens 3 V haben, d. h. die minimale Drain­spannung ist etwa 4,5 Volt.  (In diesem Zusammenhang ist es sinnvoll zu erwähnen, dass der LND150 vorrangig als Hochspannungs-MOSFET gedacht ist, eine Sättigungsspannung von mehreren Volt bei einigen Milliampere Drainstrom wäre bei Betriebsspannungen von mehreren hundert Volt kein Problem, hier aber müssen diese speziellen Eigenschaften des LND150 berücksichtigt werden.)

Insofern scheint es sinnvoller, den Source­widerstand von M1 so zu erhöhen, dass im Arbeitspunkt ein Source-Drain-Strom von wesentlich weniger als 1 mA fließt, um sich dann dem zweiten Problem zu widmen, der hohen Source­spannung des MOSFET

Die Source­spannung ist bei dem in Abbildung 4.2 grafisch gefundenen Arbeitspunkt (IDS ≈ 0,75 mA, UGS ≈ 0,5 V) mit etwa 1,9 V (0,5 V höher als die Gatespannung von 1,4 V, die ja gleich der Kollektorspannung von T1 ist) relativ hoch.  Eine so hohe Source­spannung von M1 bringt es mit sich, dass auch auf R1 eine relativ große Spannung abfällt und R1 ebenfalls sehr groß sein muss, um den Basisruhestrom für T2 zu begrenzen. 

Beim Probieren auf dem Breadboard hat genau das allerdings nicht wirklich funktioniert, mit einem möglichst großen R1 zwischen der Source von M1 und der Basis von T1 einen sinnvollen Arbeitspunkt für T1 einzustellen.  Deswegen wurde zwischen der Source von M1 und dem Biaswiderstand R1, parallel zum Source­widerstand R17, ein Trimmmer R16 = 10 kΩ als Bias­spannung­steiler eingefügt. 

Schlussendlich wurde mit der etwas umständlichen Schaltung, wie sie in Abbildung 4.3 dargestellt wird, weiter probiert.  Die im Fuzz übliche einfache Kombination eines Attack-Reglers – als Emitterwiderstand des zweiten Transistors und einstellbare Gegenkopplung – mit einem Bias­widerstand für den ersten Transistor wird hier ersetzt durch: R17 (Emitterwiderstand, gemeinsam mit), R16 (Spannungsteiler für den Basisruhestrom von T1), R6 (Attack-Regler, schließt R17 wechselstrommäßig kurz) und, auch hier, R1 (Bias­speisung von T1).  Zugegebenermaßen eine etwas komplizierte Konstruktion, die Arbeitspunkte (siehe Tabelle 4.1) bewegen sich aber durchweg im „grünen Bereich“. 

Schaltplan

Abb. 4.3: Schaltplan des Fuzz mit einem Depletion-MOSFET LND150 – Aufbau auf dem Breadboard

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Kennlinien biegen mit Source-dioden

Die Frage, diese Schaltung doch etwas zu vereinfachen und möglicherweise sogar auf den Trimmer R16 verzichten zu können, führte zu der Überlegung, in den Source-Kreis von M1 eine oder mehrere Dioden mit einem relativ konstanten Spannungsabfall einzufügen, so dass zum einen die Spannung über dem Attack-Regler klein genug ist, um über den „Querwiderstand“ R1 ein sinnvoller Arbeitspunkts für T1 eingestellt werden kann, und sich zum anderen für M1 eine sinnvolle Source­spannung ergibt.  Ein weiterer Hintergrund war die Annahme, dass Dioden in der Gegenkopplung eines Transistors (im Source­zweig eines FET wie im Emitterkreis eines bipolaren Transistors) die Kennlinie ein wenig „biegen“ und dabei auch den sogenannten Cut-Off-Bereich „strecken“, d. h. die „obere“ Begrenzung des Signals im Bereich kleiner Ströme weniger hart werden lassen. 

Zur zunächst theoretischen Untermauerung dieser Ideen wurde EXCEL bemüht – die folgenden Abbildung 4.4 zeigt die Neuberechnung eines Teils der Kennlinie für einen MOSFET LND150 mit zwei Dioden 1N4148 im Source­zweig: 

EXCEL-Diagramm

Abb. 4.4: Berechnete Kennlinie des Cut-Off-Bereichs eines LND150 mit zwei Dioden 1N4148 im Source­zweig (Vorlage zur Berechnung siehe die Kennlinie in Abbildung 4.2).  Die beiden grauen Graphen (Graphen „… ohne Dioden“) zeigen Drain­spannung und Steilheit des LND150 ohne Dioden.  Sie wurden besagter Abbildung 4.2 entnommen und hier um 1,24 V nach rechts verschoben. 

Diese Darstellung wurde aus den gemessen Kennliniendaten, die der Darstellung in Abbildung 4.2 zugrunde liegen, ermittelt.  Dazu wurden, ausgehend vom Diodenmodell für eine 1N4148 des Programms LTSPICE IV, die Parameter ID = 2,68 µA und η = 1,863 verwendet, um mit Hilfe der Shockley-Gleichung für jeden Source­strom die Spannungen über den Dioden zu bestimmen und sie zur zugehörigen Gate-Source-Spannung zu addieren.  Resultat ist eine Kennlinie für den Cut-Off-Bereiches des „virtuellen Gesamt-MOSFET“ (LND150 und zweimal 1N4148) mit einem Drain­widerstand von 2,9 kΩ an 9 V.  (Der Wert von 2,9 kΩ für den gesamten Drain­widerstand war bei der Erprobung des letzten Schaltungsentwurfs experimentell ermittelt worden – siehe Abbildung 4.4)

Zur grafischen Bestimmung des Arbeitspunkts (Gate-Source­spannung) mit Hilfe dieses Diagramms wurde im Diagramm eine Gerade für einen Source­widerstand von 1 kΩ (der Attack-Regler) eingezeichnet, beginnend bei einer Gate-Source­spannung von 1,4 V und einem Source­strom von null.  Das heißt: Bei einer Gate­spannung von 1,4 V (der Kollektor­spannung von T1) und einem Source­strom von 0 mA beträgt die Gate-Source­spannung des „virtuellen“ Gesamttransistors aus LND150 und zweimal 1N4148 1,4 V; sie verringert sich um die Spannung über dem von IS durchflossenen Attack-Regler 1 kΩ. 

Tab. 4.1:  Gemessene Spannungen an den Transistoren T1 und M1 des MOSFET-Fuzz – Schaltungen mit Spannungs­teiler und mit Source-dioden.
BE Anschluss mit R16 mit Dioden
T1UC  [V] 1,41 V1,61 V
UB  [V] 0,62 V0,63 V
UE  [V]  0 V0 V
M1UD  [V] 6,92 V7 V
UG  [V] 1,41 V1,61 V
US  [V] 1,91 V2,12 V
R1UR1,2 [V] 0,91 V0,89 V

Der Arbeitspunkt liegt nun im Schnittpunkt der genannten Widerstands­geraden und der Kennlinie IS,v = ƒ(UGS) des „virtuellen“ Gesamttransistors.  Dabei zeigt sich, dass so ein sinnvoller Arbeitspunkt (ID = 0,7 mA, URS = 0.7 V) mit einem „normalen“ Source­widerstand resp. mit dem vorhandenen Attack-Regler möglich ist. 

Soweit zum Arbeitspunkt – das genannte Diagramm enthält darüber hinaus auch Graphen für den Drain­strom, die Steilheit sowie die Steilheit, dividiert durch die Wurzel des Drain­stroms.  Außerdem wurden (zur Untersuchung der erwähnten Kennlinien­krümmung) Kennlinien der Schaltung ohne Source-dioden (Drain­spannung und Steilheit) eingefügt und dabei horizontal so verschoben, dass sich Graphen beider Schaltung im Arbeitspunkt (UD ≈7 V) treffen. 

Dabei zeigt der Vergleich der Graphen, dass das Einfügen der Source-dioden zu einer leichten Verringerung der Verstärkung und vor allem zu einem weiter auslaufenden Cut Off führt, dass das Signal in Richtung kleiner Drain­ströme, d. h. eben im Cut Off, weicher begrenzt wird und die Verringerung von Steilheit und Verstärkung viel ausgeglichener erfolgt. 

Diese Idee (Einschleifen von zwei Dioden in den Source­kreis) wurde auf dem Breadboard nachvollzogen, eine sinnvolle Drain­spannung für M1 eingestellt und die Spannungen gemessen (siehe Abbildung 4.5). 

Schaltplan

Abb. 4.5: Schaltplan des Fuzz mit einem Depletion-MOSFET LND150 und zwei Dioden 1N4148 – Aufbau auf dem Breadboard

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Arbeitspunkt Ausgang

Neben der Festlegung einer geeigneten Gate-Source-Spannung bzw. eines geeigneten Source-Stromes für M1 muss auch ausgangs­seitig ein Arbeitspunkt, d. h. eine passende Drainspannung festgelegt bzw. eingestellt werden.  Dies erfolgt, wie bei einem „normalen“ Fuzz, über einen veränderlichen Widerstand im Kollektor­kreis bzw. hier im Drain­kreis. 

Der entsprechende Trimmer R2 wurde auf eine Ruhe­spannung von 7 V eingestellt.  Diese hohe Drain­spannung für den Arbeitspunkt (Ein Fuzz ist schließlich kein Treblebooster; den Arbeitspunkt bei einem Fuzz legt man normalerweise auf etwa die halbe Betriebsspannung) wird plausibel, wenn man sich neben der gekrümmten Ausgangskennlinie die minimalen und maximalen Gate- und Drain­spannungen von M1 vergegenwärtigt. 

Zunächst zum möglichen Aus­gangs­spannungs­bereich, d. h. zur minimal und maximal möglichen Drain­spannung – zum Teil kann man hier nur abschätzen.  (Siehe dazu die Schaltung in Abbildung 4.5):

  • Die Gate­spannung im Arbeitspunkt entspricht der Kollektorspannung im Arbeitspunkt von T1 mit 1,4 V, die Source­spannung ist um 0,7 V höher, also etwa 2,1 V. 

  • Der maximale Drain­strom kann mit etwa 2 mA veranschlagt werden – (RD, d. h. R2 + R3, war empirisch auf 2,9 kΩ eingestellt worden).  Die entsprechende Sättigungs­spannung (Drain-Source-Spannung) für den LND150 ist relativ hoch – laut Datenblatt geht der LND150 bei einem Drain­strom von etwa 2 mA bei bei etwa 2 Volt in die Sättigung. 

  • Die Spannung über dem Attackregler wird sich, zumindest bei halbwegs aufgedrehtem Regler, kaum verändern und bei knapp einem Volt bleiben. 

  • Die Spannung über den Dioden steigt, bei der Erhöhung des sie durchfließenden Stromes auf das etwa Dreifache, um etwa 60 mV pro Diode (26 mV · η · ln[IS,sat / IS,AP]),

Zusammengefasst muss damit gerechnet werden, dass die minimale Drain­spannung zwischen 4 V und 4,5 V liegt. 

Welche maximale Drain­spannung den sinnvollen Aus­steuerungs­bereich begrenzt, lässt sich aufgrund des weit auslaufenden Cut Offs nur abschätzen – eine „ordentliche Berechnung“ würde ermitteln (berechnen oder messen), bei welcher Aussteuerung mit einer Sinusfunktion ein wie hoher Klirrfaktor entsteht.  Die Möglichkeit gibt es jetzt hier erst einmal nicht oder sie ist für einen Verzerrer auch nicht besonders sinnvoll – es bleibt die Festlegung der oberen Grenze des Aus­gangs­spannungs­bereiches par ordre du mufti auf, beispielsweise, 0,5 Volt unterhalb der Betriebsspannung.  Damit ergibt sich ein Aus­steuerungs­bereich von UD,min ≈ 4 V bis UD,max ≈ 8,5 V.  und, als erste Hypothese, ein Arbeitspunkt von UD,AP ≈ 7 V.  Dieser Arbeitspunkt liegt zwar nicht in der Mitte dieses Aus­gangs­spannungs­bereichs, durch die gekrümmte Ausgangskennlinie aber etwa in der Mitte des sinnvollen Ein­gangs­spannungs­bereichs. 

Soweit zumindest der Versuch, einen sinnvollen Arbeitspunkt am Ausgang mehr oder weniger theoretisch fundiert aus der Lamäng festzulegen.  Letztendlich kann man natürlich auch in der gegeben Schaltung die Kennlinie des „MOSFET mit Dioden“ aufnehmen und versuchen hier Regeln für die Lage des Arbeitspunkts herbei­zu­philo­so­phieren, oder die Schaltung aufbauen und versuchen, das Ganze nach Gehör einzustellen. 

Dabei könnte wird aber, soviel philosophierende Klugscheißerei sei gestattet, die Wahl des richtigen Arbeitspunkts nicht nur von der Symmetrie der Verzerrungen bestimmt werden, sondern auch davon, dass sich bei Übersteuerung von M1 nicht nur der durchschnittliche Source­strom verändert (z. B. asymmetrischer Arbeitspunkt mit kleinem Source­ruhestrom und eher symmetrisch übersteueres Rechtecksignal), sondern auch die Ladung bzw. Spannung über den Kondensator C5 im Attack-Regler und damit auch mit dem Basisstrom von T1 der Arbeitspunkt an dessen Kollektor. 

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Eingangs­wider­stand und Tonabnehmer

Dem einen oder anderen wird der gegenüber der Germaniumschaltung stark vergrößerte Bass-Regler am Eingang des Gerätes aufgefallen sein.  Diese Änderung war notwendig geworden, da der vorherige Bass-Regler mit 100 kΩ keine große Wirkung zeigte.  Das hat jetzt weniger mit dem Regler an sich zu tun, sondern weist darauf hin, dass der Eingangs­wider­stand der nachfolgenden Schaltung größer ist, was wiederum Auswirkungen auf den Klang auch der Höhen, insbesondere in Verbindung mit Humbuckern hat. 

Während nämlich ein „normales“ Fuzz durch seinen sehr kleinen Eingangs­wider­stand alles an Höhen, Präsenzen und Tonabnehmer­resonanzen kurzschließt und sie durch ein expressiv indifferentes Verzerrersägen ersetzt, sollte hier bei etwas geringerer Verzerrung noch etwas von der Gitarre selbst zu hören sein. 

Dabei wurde die grundsätzliche Erfahrung gemacht, dass der Verzerrer mit Singlecoils (oder mit gesplittetem Humbucker bzw. Humbucker mit parallel­geschalteten Spulen) besser klingt, insbesondere bei heruntergeregeltem Gitarrenvolumen und bei Mischsounds beider Tonabnehmer.  Auf den dahinterliegenden technischen Zusammenhang hat z. B. Bernd C. Meiser in seiner Artikelreihe zu Trebleboostern bereits hingewiesen – der geringe Eingangs­wider­stand eines Trebleboosters wie auch jedes anderen niederohmigen Gerätes direkt an der Gitarre führt dazu, dass Tonabnehmer­induktivität und der geringe Eingangs­wider­stand der Geräte einen Tiefpass bilden. 

Die Tonabnehmer­induktivität liegt bei einem üblichen Humbucker bei mindestens 4 H.  Der Eingangs­wider­stand eines Trebleboosters wird in der Literatur mit etwa 10–15 kΩ angegeben.  Der Eingangs­wider­stand des am Breadboard realisierten Gerätes setzt sich aus zwei Bestandteilen zusammen – zum einen aus dem differentiellen Widerstand der Basis-Emitter-Strecke des Eingangstransistors T1 und zum anderen aus der Spannungs-Strom-Gegenkopplung über den Bias-Widerstand R1

Der differentielle Widerstand der Basis-Emitter-Strecke des Eingangstransistors T1 ergibt sich aus dessen Basisstrom (Siehe dazu auch die Überlegungen zur Schockley-Gleichung nach dem nicht geeigneten Fuzz aus Leistungs­transistoren.).  Die Höhe des Basisstroms von T1 wiederum berechnet sich aus dem Spannungsabfall über R1 – aus einem Spannungsabfall von 260 mV über einem Widerstand von 100 kΩ folgt ein Basistrom von 2,6 µA und ein differentieller Widerstand von etwa 10 kΩ. 

Lediglich abschätzen lässt sich die Verringerung des Eingangs­wider­stands durch die Gegenkopplung über R1.  Die Signalquelle vor der Basis von T1, also der Tonabnehmer mit seiner Induktivität, „sieht“ hier, verursacht durch R1, einen Eingangs­wider­stand in der Größe von R1, dividiert durch die die Verstärkung durch T1, da am anderen Ende von T1 das Ausgangssignal der ersten Stufe anliegt.  (Genaugenommen nur solange, wie der Attack-Regler nicht vollständig auf Maximum eingestellt ist.  Solange arbeitet die zweite Stufe mit M1, von R1 aus betrachtet, als Source­folger.).  Ist also diese Verstärkung der ersten Stufe größer ist als zehn (was sehr wahrscheinlich ist), hat auch dieses Fuzz einen Eingangs­wider­stand von deutlich weniger als zehn Kiloohm.  Bei einem Humbucker ergibt sich dabei ein Tiefpass von maximal einigen hundert Hertz. 

Werden die beiden Spulen des Humbuckers jedoch parallel­geschaltet, so sinkt die Tonabnehmer­induktivität auf ein Viertel des vorherigen Wertes und die Ansatzfrequenz des Tiefpasses vervierfacht sich – und das kann man hören. 

Es wird noch auszuprobieren sein, ob das Gerät mit Humbuckern besser klingt, wenn ein Pufferverstärker vorgeschaltet wird (auch wenn davon, insbesondere in Verbindung mit Single Coils vor einem Fuzz, eher abgeraten wird, da die so erhalten gebliebenen Höhen und Tonabnehmer­resonanzen der Gitarre und die Übersteuerung des Fuzz zusammen viel zu scharf klingen.)

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Nächster Test

Die Schaltung nach Abbildung 4.5 wurde, nachdem sie einige Zeit „gelegen“ hatte, noch einmal getestet:

Klangfilter am Eingang

Der kleine Ein­gangs­koppel­kondensator C2 wurde auf 10 nF geändert, so ist der Ton nicht zu mumpfig, dumpf, verstopft etc. klingt, aber auch nicht zu blechern.  Der Wert für C2 ist aber nicht in Stein gemeißelt, hier lohnt sich u. U. das Experimentieren mit dem konkreten (eigenen) Equipment. 

Arbeitspunkt T2

Bei einem direkten (und dann doch etwas ernüchterndem) Vergleich mit dem vorher zusammengebauten Original-Germanium-Fuzzпримитив“, dessen Sound ja emuliert werden soll, fielen Unterschiede auf.  Der примитив hat dann doch weniger Gain, die Verzerrung klingt nicht fett, eher ein wenig mager, „bröckelt“ aber schöner, wobei dieses schöne „bröckeln“ in Zusammenhang steht mit einem nicht so schönen Hintergrund-Knirschen im Cleansound, wenn das Volumen-Poti an der Gitarre zurückgedreht wird. 

Arbeitspunkt T1

Es wurde danach versucht, den Arbeitspunkt von T1 (UC = 1,4 V) ein wenig „kranker“ zu machen, d. h., die Kollektor­ruhe­spannung mit einem größeren Kollektor­widerstand kleiner zu machen, das Ergebnis überzeugte jedoch nicht, es „bröckelte“ nicht mehr oder schöner, jedoch war der Cleansound mit mehr unschönen Hinter­grund­knirschen angereichert.  Also dann zurück zu den vorherigen Werten. 

Klangregler am Ausgang

Der Klangregler am Ausgang muss überarbeitet werden, die regelbare Hochmittenanhebung (siehe Abb. 1.8 im ersten Teil dieses Artikels) macht das Gerät nicht vielseitiger, sondern legt es fest auf „fett und laut“, will sagen, die es ist nach wie vor nur mölich, den Hochmittenregler in eine Richtung / Verwendung, auf einen Sound hin einzustellen (im Allgemeinen ein „brüllender“ Steg-Humbucker).  Sinnvoll wäre jedoch nicht nur eine Regelung der Hochmitten, sondern auch die Möglichkeit, die Bässe und Tiefmitten ein wenig herauszudrehen. 

Verzerrung

Insgesamt bleibt aber festzustellen, dass dem Gerät die „Plaste-Höhen“ in der Verzerrung, die die vorherigen Versuche wie das eine oder andere Fuzz so unschön und billig klingen lassen, nicht beobachtet wurden.  Vermutlich ist das das Resultat der weichen, eher kontinuierlichen Begrenzung im Cut Off

Nachbemerkung zu den Arbeitspunkten

Ein Kurzschluss zwischen zwei Klemmen am Attack-Reglers führte dazu, dass Schleifer und Anfang des Reglers (in der Schaltung das obere Ende!) verbunden waren – wurde der Attack-Regler jetzt auf etwa 9 Uhr eingestellt (der Widerstand R6 also sehr klein), wurde der Ton knirschend, stotternd-fuzzy und „interessant“ bis „krank“ – vermutlich wurde der Strom durch R6 und durch die Drain-Widerstände R2 und R3 so groß und die Ruhe- / Arbeits­punkt­spannung am Drain von M2 so klein, dass M2 „abgewürgt“ wurde. 

Ein fuzzy-kranker bis interessanter Ton hat also – unter anderem – mit kaputten Arbeitspunkten zu tun. 

Insgesamt ist mit den abgeschlossenen Experimenten zu einem kranken Arbeitspunkt auch der Versuch einer Germanium-Emulation abgeschlossen – „so schön wird's eh' nicht nochmal“ – es geht jetzt eher darum, einen guten Ansatz durch Anpassung des ausgangsseitigen Klangreglers zu Ende zu bringen. 

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Referenzen

Bernd C. Meiser. Treble Booster II.

Artikelreihe „Effektiv“, Seite 182 ff. in: Gitarre & Bass. III 2002.  © 2003 MM-Musik-Media-Verlag GmbH & Co. KG KÖLN
(Zum Download des Artikels als PDF-Datei bitte auf der Seite www.gitarrebass.de nachsehen.)